電流型雙環(huán)控制技術在DC/DC變換器中廣泛應用，較單電壓環(huán)控制可以獲得更優(yōu)良的動態(tài)和靜態(tài)性能[3]。其基本思路是以外環(huán)電壓調節(jié)器的輸出作為內環(huán)電流給定，檢測電感(或開關)電流與之比較，再由比較器的輸出控制功率開關，使電感和功率開關的峰值電流直接跟隨電壓調節(jié)器的輸出而變化。如此構成的電流、電壓雙閉環(huán)變換器系統(tǒng)瞬態(tài)性能好、穩(wěn)態(tài)精度高，特別是具有內在的對功率開關電流的限流能力。逆變器(DC/AC變換器)由于交流輸出，其控制較DC/DC變換器復雜得多，早期采用開關點預置的開環(huán)控制方式[1]，近年來瞬時反饋控制方式被廣泛研究，多種各具特色的實現方案被提出，其中三態(tài)DPM(離散脈沖調制)電流滯環(huán)跟蹤控制方式性能優(yōu)良，易于實現。本文將電流型PWM控制方式成功用于逆變器控制，介紹其工作原理，與電流滯環(huán)跟蹤控制方式比較動態(tài)和靜態(tài)性能，并給出仿真結果。
1三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
電流滯環(huán)跟蹤控制方式有多種實現形式[1，2，4，5]，其中三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制性能較好且易于實現[1]。參照圖1，它的基本工作原理是：檢測濾波電感電流iL，產生電流反饋信號if。if與給定電流ig相比較，根據兩個電流瞬時值之差來決定單相逆變橋的4個開關在下一個開關周期中的導通情況：ig－if>h時（h見圖1，為電流滯環(huán)寬度，可按參考文獻[1]P64式52選取）S1、S4導通，UAB=＋E，＋1狀態(tài)；ig－if－h(huán)時S2、S3導通，UAB="－"E，－1狀態(tài)；|ig－if|h時S1、S3或S2、S4導通，UAB="0，"0狀態(tài)。兩個D觸發(fā)器使S1～S4的開關狀態(tài)變化只能發(fā)生在周期性脈沖信號CLK(頻率2f)的上升沿，也就是說開關點在時間軸上是離散的，且最高開關頻率為f。
仿真和實驗表明，iL正半周，逆變器基本上在＋1和0狀態(tài)間切換，而iL負半周，逆變器基本上在－1和0狀態(tài)間切換，只有U0過零點附近才有少量的＋1和－1之間的狀態(tài)跳變，從而使輸出脈動減小。
2電流型準PWM控制方式
圖1三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
綜合常規(guī)PWM單、雙極性工作方式的優(yōu)缺點，并借鑒滯環(huán)控制技術，得到改進的電流環(huán)控制電路如圖2。S3、S4基本上以低頻互補，S1、S2以高頻互補方式工作。其基本工作原理：
(1)ig正半周，即ig>0時
比較器CMP1輸出高電平，S3一直關斷。
時鐘信號CLK的上升沿將觸發(fā)器RS1置1，S1、S4導通，S2關斷，UAB為＋E，iL按式(1)上升
M1=diL/dt=(E－U0)/L(1)
當iL升至if>ig時RS1翻轉，S1關斷、S2導通，UAB為0，iL按式(2)變化
M2=diL/dt=－U0/L(2)
若U0>0，則iL下降，至開關周期結束；而若U00，則iL繼續(xù)上升，此時可能出現三種情況：
①if上升率小于ig，則if相對于ig下降至開關周期結束；
②if上升率略大于ig，開關周期結束時if大于ig而小于ig＋h，則下一個開關周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0）；
③若if升至ig＋h，則CMP3翻轉為1、將RS3清零，S4關斷，負載通過D2、D3續(xù)流，UAB為－E，iL按式(3)下降至開關周期結束。if的峰值不大于ig＋h
M2=diL/dt=－(E＋U0)/L(3)
(2)ig負半周，即ig 比較器CMP1輸出低電平，S4一直關斷。
時鐘信號CLK的上升沿將觸發(fā)器RS2清0，S2、S3導通，S1關斷，UAB為－E，iL按式(3)下降。
當iL降至if時RS2翻轉，S2關斷、S1導通，UAB為0，iL按式(2)變化：若U0，則iL上升至開關周期結束；而若U0>0，則iL繼續(xù)下降，此時也可能出現三種情況：
①if下降率小于ig，則if相對于ig上升至開關周期結束；
②if下降率略大于ig，開關周期結束時if小于ig而大于ig－h(huán)，則下一個開關周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0)；
③若if降至ig－h(huán)，則CMP4翻轉為1，RS3清零，S3關斷，負載通過D1、D4續(xù)流，UAB為＋E，iL按式(1)上升至開關周期結束。|if|的峰值不大于|ig－h(huán)|，即|ig|＋h。
可見，這也是一種三態(tài)工作方式：iL與U0同相時，逆變器工作在PWM方式，在1狀態(tài)和0狀態(tài)(或－1狀態(tài)和0狀態(tài))間轉換；二者反相時，滯環(huán)才起作用，它使逆變器在1，0和－1三種狀態(tài)間轉換。
圖2電流型準PWM
3靜態(tài)性能的比較
以某逆變器為例，分析和比較上述兩種控制方式下的動態(tài)和靜態(tài)性能。電路參數：E=180VDC，L=1mH,C=20μF；調制頻率為f；輸出：U0=115VAC、fo=400Hz；額定負載：1kVA電流和電壓反饋系數分別為04167和025；電壓調節(jié)器為PI型：放大倍數Ap=135，時間常數τ1=027ms；
表1為不同負載和不同調制頻率下U0與基準電壓Ur的靜態(tài)誤差和U0的THD。
表1不同控制方式下的穩(wěn)態(tài)性能的比較
| 1.f=20kHz | 靜差（％） | THD（％） | ||
|---|---|---|---|---|
| PWM | 滯環(huán) | PWM | 滯環(huán) | |
| 空載 | 1.02 | 1.02 | 3.8 | 2.8 |
| 阻性滿載 | 0.97 | 0.97 | 2.6 | 2.0 |
| 感性滿載（cosφ=0.7） | 0.9 | 0.94 | 11.2 | 3.5 |
| 整流性負載 | 1.02 | 1.01 | 3.2 | 3.7 |
| 2.f=30kHz | 靜差（％） | THD（％） | ||
| PWM | 滯環(huán) | PWM | 滯環(huán) | |
| 空載 | 1.02 | 1.02 | 0.73 | 0.7 |
| 阻性滿載 | 0.98 | 0.98 | 1.1 | 0.77 |
| 感性滿載（cosφ=0.7） | 0.94 | 0.95 | 2.0 | 1.4 |
| 整流性負載 | 1.02 | 1.02 | 2.8 | 3.0 |
| 3.f=30kHz | 靜差（％） | THD（％） | ||
| PWM | 滯環(huán) | PWM | 滯環(huán) | |
| 空載 | 1.03 | 1.02 | 0.5 | 0.24 |
| 阻性滿載 | 0.98 | 0.98 | 0.33 | 0.26 |
| 感性滿載（cosφ=0.7） | 0.95 | 0.95 | 0.68 | 0.41 |
| 整流性負載 | 1.02 | 1.03 | 1.9 | 2.2 |
圖3起動及突加突降負載動態(tài)響應過程
（a）三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
(b)電流型準PWM控制方式
靜差定義為：，式中U01是U0基波份量有效值，Uon為輸出電壓額定值。
分析表1及仿真波形(略)，發(fā)現：
(1)調制頻率f較低時，電流型準PWM波形失真較嚴重，但其THD隨f升高而迅速減小。
(2)功率開關管在電流型PWM方式時的平均開關頻率高于滯環(huán)方式，這意味著前者的開關損耗較大。
(3)電流型PWM方式下，諧波分量集中在調制頻率及其整倍數附近，而電流滯環(huán)跟蹤控制方式下UAB的諧波比較平均地分布在較寬的范圍內，調制頻率較低時容易產生較大的噪音。
(4)輸出電壓靜差基本上不受電流跟蹤方式、調制頻率的影響，而主要取決于電壓調節(jié)器參數，也受主電路參數影響。
4動態(tài)性能的比較
由于開關點的離散性，DPM電流跟蹤控制方式在控制電路中引入了一個時間常數為1/f的等效純滯后環(huán)節(jié)，對閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)性能有不利影響。圖3為起動及負載變化時兩種控制方式下的電感電流iL和輸出電壓U0仿真波形。可見，PWM方式下的動態(tài)性能較好，特別是調制頻率較低時，差別更明顯。但隨著調制頻率的提高，滯后時間常數減小，滯環(huán)方式的動態(tài)性能明顯改善，接近于PWM方式。
改變PI電壓調節(jié)器參數(減小放大倍數或增大積分時間常數)可以改善動態(tài)響應的穩(wěn)定性、減小動態(tài)壓降，但又將增大靜態(tài)誤差，即重載時的電壓降落，延長調節(jié)時間。換言之，在達到同樣動態(tài)性能的前提下，電流型PWM控制方式允許較大的放大倍數或較小的積分時間常數，從而獲得更好的靜態(tài)性能。
5結語
三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式實現簡單，開關損耗較低、失真較小。電流型準PWM控制方式可以獲得較好的動態(tài)性能，特別是系統(tǒng)穩(wěn)定性及較小的輸出電壓降落，電路實現比較復雜，它適于調制頻率較低或逆變器輸出濾波電感L、電容C較小的情況。而調制頻率較高時，三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤不失為一種簡單而性能優(yōu)良的控制方式。