文獻標識碼： A
文章編號： 0258-7998(2014)08-0048-03
MMC(Modular Multilevel Converter)換流站被應用于風力發輸電、柔性高壓直流輸電等場合，越來越受到廣大科研人員的關注[1]。MMC換流站系統由A、B、C三相構成，每相由上、下橋臂組成。對于5電平MMC換流站，其每相有8個子模塊，3相共有24個子模塊，每個子模塊中有2個IGBT，共有48個IGBT，如果換流站擴容，增加電平數，則會有更多的IGBT投入工作。如何使MCU控制電路產生的PWM控制信號驅動IGBT的工作時，驅動電路能夠發送故障信號給MCU控制器并能響應MCU控制器發來的復位信號；如何設計體積小的驅動電路板；如何實現驅動電源直接由交流側供電、有保護電路等[2]，這些對MMC換流站的正常工作至關重要。本文設計的IGBT驅動整體電路框圖如圖1所示。
圖1 IGBT驅動框圖
1 驅動開關電源模塊
1.1 驅動開關電源設計要求
220 V的交流電經過整流橋后，作為開關電源的輸入電壓，開關電源輸出2路+17 V、2路-5 V、1路+5 V電源，供給光耦合器驅動電路模塊。為了節約電路板的空間，要求設計的開關電源結構簡單。同時，開關電源還要求可靠性高、有保護電路、適應輸入電壓的變化等[3-5]。
1.2 電壓反饋電路
開關電源輸入電壓升高時，單端反激式變壓器的副繞組上產生的感應電壓也相應地升高。該電壓經過D15、C58和C59組成的濾波穩壓網絡后，得到直流電壓。該電壓經過R56和R62分壓后，R62上的采樣電壓輸入UC3842的Pin2引腳，與Pin2腳內的2.5 V基準電壓相比較后，經內部誤差放大器放大，使Pin6輸出脈沖的占空比變小，MOSFET管每周期開通時間變短，變壓器輸出電壓下降，達到穩壓的目的。同樣，當變壓器輸出電壓降低時，通過反饋電壓使Pin6輸出脈沖的占空比變大，變壓器輸出電壓上升，最終使變壓器輸出電壓穩定在設計值。
1.3 過載保護
由于UC3842的電源引腳Pin7的輸入電壓范圍是10 V~16 V，為了防止輸入到Pin7的電壓大于16 V，對UC3842造成損壞，設計在C58的兩端并聯一個反向擊穿電壓為16 V的穩壓管，以達到保護UC3842的目的。
1.4 開關頻率選擇
考慮開關器件的溫升和設計電源的要求，UC3842的開關頻率選擇50 kHz左右。所以選擇震蕩電阻Rt為10 kΩ，震蕩電容Ct為3 600 pF，則UC3842的震蕩頻率為：
可見，震蕩頻率接近50 kHz，達到了設計要求。
1.5 開關管緩沖電路
UC3842的Pin6輸出給MOSFET開關管的信號頻率很高，導致開關管在開通和關斷的瞬間會產生很高的電壓尖峰脈沖，很容易造成開關管的損壞并嚴重影響Pin3的電流采樣工作。為此，設計了R58、R59、R63、R64、C63緩沖吸收電路。設計的驅動電源硬件電路如圖2所示。
2 光耦合器驅動模塊
2.1 驅動電路
驅動電路主要由2片HCPL-316芯片和相關電路組成。驅動電路所需要的電源+17 V、+5 V、-5 V由設計的開關電源提供。HCPL-316芯片的Pin1引腳接+5 V電源，由MCU控制板發來的驅動信號PWM1、PWM2分別接兩個HCPL-316芯片的Pin2引腳，PWM1、PWM2是互補的信號，兩個HCPL-316芯片的Pin11引腳分別輸出VG1和VG2兩路驅動IGBT的信號，使MMC換流站中一個子模塊能正常工作。
IGBT的開通電壓為+15 V~+20 V，為了加快IGBT導通速度而又不減少IGBT使用壽命，設計采用+17 V開通方案。IGBT的關斷電壓理論上為0 V，但是為了加快IGBT的關斷速度，增加IGBT關斷的可靠性[6]，設計采用-5 V電壓關斷，即VG1和VG2分別提供給IGBT柵極最大正幅值為+17 V、最大負幅值為-5 V的PWM驅動信號。
圖2 驅動電源硬件電路圖
圖3 光耦隔離電路
2.2 光耦隔離電路
IGBT驅動保護電路作為IGBT與MCU控制單元的接口電路，由于IGBT的工作電位差很大，如果其與MCU控制電路直接耦合，則會產生干擾，影響設備的正常工作。所以，設計的驅動電路中驅動信號輸入/輸出需要隔離。目前隔離的主要方式有變壓器隔離和光電耦合。但由于變壓器隔離存在占空比不足、體積較大、換流站空間限制等問題，所以本設計采用HCPL-316作為光耦隔離器件，每個HCPL-316內部有2個光電隔離模塊，如圖3所示。其中，第1個光電隔離模塊將控制器輸入的PWM信號經過光耦隔離后輸送給IGBT模塊以驅動IGBT工作；第2個光電隔離模塊將IGBT反饋的故障信號經過光耦隔離后輸送給MCU控制器模塊以進行相應的響應。HCPL-316可以隔離高達1 500 V的直流電壓，滿足設計的需要。
2.3 過流檢測與保護電路
IGBT正常工作時，其通態壓降Vce一般很小，只有2 V，此時HCPL-316上的DESAT引腳處于低電平。當IGBT發生過流狀態時，集電極電流Ic會迅速增大，IGBT的通態壓降Vce也會隨著Ic的增大而迅速增大。當電路檢測的Vce值超過參考電壓時，快速恢復二極管會迅速截止，HCPL-316上的DESAT引腳被鉗制在大約7 V的參考電壓上。此時HCPL-316會發送故障信號給MCU控制電路，控制電路會迅速封鎖PWM信號的輸出，進而關斷IGBT，達到保護IGBT和換流站的目的。
快速恢復二極管的參數計算：根據IGBT過流檢測與保護電路原理可知：
UDESAT=UCE+UD(2)
式中，UDESAT是HCPL-316上DESAT管腳的輸入電壓，等于7 V；UCE是IGBT通態時集電極與發射極之間的壓降，IGBT正常工作時，UCE=2 V；UD是快速恢復二極管正向導通的壓降?？焖俣O管的型號選擇SURS8160T3G，其反向擊穿電壓是600 V，正向導通電壓為1.25 V。由于UD=UDESAT-UCE，所以串聯的二極管數量n=(7-2)/1.25=4個。
2.4 柵極保護電路
IGBT的柵極與發射極之間有一個金屬氧化層薄膜，柵極與發射極之間最大能承受的電壓VGE大約為20 V。在兩種情況下柵極上可能會出現過電壓：(1)驅動電路發生偶然性故障，使加在IGBT柵極上的開通信號最大幅值可能會大于20 V；(2)IGBT在高速開通和關斷的過程中，柵極可能會出現感應電流，這種電流可能會在柵極和射極回路的阻抗上產生壓降，柵極與射極之間可能會出現過電壓現象。這兩種過壓情況都嚴重威脅IGBT的安全。解決方案是在柵極與射極之間串聯兩個18 V的穩壓管，以確保IGBT的柵極與射極之間的正反向電壓低于20 V，保障了IGBT的安全，如圖4所示。
圖4 IGBT柵極保護電路
圖5 光耦合驅動電路
設計的光耦合驅動電路如圖5所示。
3 實驗驗證
對所設計的驅動開關電源的輸出使用Tek示波器進行實驗驗證。其中+17 V電源輸出測試波形如圖6（a）所示，測試顯示值為+16.9 V，誤差率只有0.5%，紋波率很小；+5 V電源的輸出測試波形如圖6（b）所示，測試顯示值為+4.92 V，誤差率只有1.6%。設計的開關電源能滿足后級IGBT驅動電路所需電源的要求，開關電源部分達到設計要求。
圖6 驅動電源實驗波形
對設計的光耦驅動電路進行實驗驗證。光耦電路的輸入是幅值為+5 V、頻率為10 kHz、占空比為50%的PWM信號，如圖7（a）所示。該信號經過光耦驅動電路后，輸入到IGBT的柵極，作為柵極驅動信號。如圖7（b）所示，MCU控制器發出的PWM信號為+5 V時，驅動電路輸出+17 V的驅動電壓使IGBT開通；當MCU控制器發出的PWM信號為0 V時，驅動電路輸出-5 V的驅動電壓使IGBT快速關斷。測試結果表明，所設計的IGBT驅動電路能滿足MMC換流站各子模塊的正常工作要求，達到設計預期。
圖7 驅動電路實驗波形
針對MMC換流站各子模塊中IGBT的工作特性，設計將驅動電源和驅動電路集合在一塊電路板上，有利于節約空間體積。本文給出了IGBT驅動電源的具體設計，包括電壓反饋電路、過載保護、開關頻率、開關管緩沖電路設計；給出了光耦合器驅動電路的具體設計，包括光耦隔離電路、過流檢測與保護電路、柵極保護電路等。實驗驗證了設計的正確性，并已成功應用于實驗室MMC換流站樣機的子模塊IGBT的控制。同時，本文提出的設計方案對于類似IGBT的驅動設計有很好的實用參考價值。
參考文獻
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(收稿日期：2014-05-30)
作者簡介：
顧先明，男，1990年生，碩士研究生，主要研究方向：MMC換流站控制系統，電力電子。