目前，用于地球成像的微衛星系統" title="微衛星系統">微衛星系統的發射機要求具有更高的通信質量和更高的數據速率，使其能夠以適當的質量，更高的工作頻率及單位帶寬上更多的信道發送圖片或數據。同時發射機還要求功耗低、體積小。所有這些約束限制條件使整個系統的設計，包括元件的選擇和評估變得相當困難。考慮到上面提到的所有那些要求，對整個設計非常關鍵的一個部分是頻率合成振蕩器。本文將介紹一種可用于微衛星發射機的X-波段頻率合成器" title="頻率合成器">頻率合成器的設計方法。并討論鎖相環" title="鎖相環">鎖相環（PLL）的設計和電路中各器件的相位噪聲問題（這些電路器件包括壓控振蕩器（VCO），鑒相器，溫度補償晶體振蕩器（TCOX），分頻器和環路濾波器）。仿真" title="仿真">仿真中還考慮了相關雜散和其對PLL頻率合成器噪聲性能的影響。環路濾波器系數計算的精確性對設計工作成功完成是非常重要的。在設計中，采用一種有效的估計方法對環路濾波器進行精確估計。
X-波段壓控振蕩器需要一個低噪聲高頻率的預變換器將其輸出頻率調整到電路中PLL頻率范圍內以實現鎖相。現有的倍頻器和分頻器簡化了X-波段和Ku-波段頻率合成器的設計與實現。在仿真中參照了市場上器件的特性。高穩定晶體振蕩器是選自Voltronics公司的10MHZ的TCXO；鎖相環是國家半導體公司（National Semiconductor）的2326元件，這個元件能夠對500MHZ到3GHZ的VCO鎖相。因此，使用一個Hittite（12GHZ,1/8）的預比例變換器將頻率范圍擴展到X-波段。
設計和理論
圖 1 給出了帶有反饋的PLL線性模型。該PLL稱為整數-N系統，意思是VCO頻率和晶體頻率是參考頻率的整數倍。該鎖相環中包含一個高穩定性晶體振蕩器，一個頻率合成器，一個壓控振蕩器和一個無源環路濾波器。而頻率合成器包括一個鑒相器，一個電流充電泵，和一個可編程分頻器。無源濾波器的優點是簡單，低成本和低相位噪聲。如果PLL的輸入信號為：
而VCO的輸出信號為：
假設 
，則相位檢測器的輸出可以表示為：
其中
假設VCO是一個線性器件，其輸出頻率隨環路濾波器電壓 
成比例變化，表示為：
其中：
由于相位是角速度的積分，從而VCO可表示為；
圖1 頻率合成器的方框圖
圖 2 給出了在本模型中所使用的三階低通濾波器，其傳輸函數F(s)如下式（6）,為了能應用于該系統該濾波器需要有三個極點用于額外的參考抑制。
其中Z(s)描述了二階環路濾波器的傳輸函數，形式如下：
將這些傳輸函數結合起來，便可以得到開環增益：
為了獲得最佳的電路性能，我們需要對相位噪聲進行估計以便設計適當的環路。這會影響合成振蕩器中很多關鍵的工作特性，其中包括相鄰信道功率。PLL中的相位噪聲具有如下的一些來源。常見的噪聲源包括晶體（TCXO）噪聲，相位檢測噪聲和VCO的相位噪聲。如果使用了TCXO，那么應該可以從生產商那里獲取相應的噪聲數據，以便在模型中使用參考值。像其他任何振蕩器一樣，由晶體本身引起的相位噪聲簡單近似為與頻率偏移成反比。使用高階的環路濾波器可以獲取更高的精度，但是 
近似對于該項研究來說是個不錯的起點。
圖 2 環路濾波器電路設計
VCO噪聲可以簡單模擬為一個近似值，這個值反比于相對載波頻率的偏移。PLL對VCO噪聲起到了有效的高通濾波作用，這對帶內相位噪聲或相位誤差起到了消除作用，但是對環路帶外的VCO噪聲卻毫無效果。VCO相位噪聲可以用下式表示3：
通過給定VCO噪聲等式中的三個系數，在相對于載波的特定偏移下可以產生特定的噪聲。
相位檢測器噪聲表示PLL中相位/頻率檢測器和分頻器的內部噪聲下界。對于在本文中使用的國家半導體的合成器，相位檢測器噪聲下界以1HZ的有效參考頻率給出。噪聲受到閉環傳輸函數G(f)的噪聲成形作用，如下式4：
眾所周知，參考邊帶和寄生輸出在確定PLL頻率合成器的噪聲特性中起著重要作用。參考雜散為有害噪聲邊帶，該噪聲出現于基準頻率的整數倍頻率處，而且會通過混頻器轉移到發射機子系統變為有用信號頻率。參考雜散的功率由下式給出2：
其中 
是基頻的整數倍頻率。
除雜散增益之外，雜散的噪聲也是由PLL充電泵的不匹配和泄漏引起的。充電泵中的這兩個因素能在VCO的調諧線上引起交流調制，這種調制可以看成FM調制。這樣的FM調制會產生參考雜散。雜散電平如下2：
式中的泄漏雜散是由低基準頻率處的泄漏效應引起參考雜散的主要部分。然而，在高基準頻率處，不匹配是產生雜散的決定因素。
結論和討論
本文使用Matlab對所描述的設計進行了電路仿真。在仿真中，我們使的特性模型為國家半導體的LMX2326可編程頻率合成器和靈敏度為50V/MHZ的VCO 的。VCO來自General Microwave，此VCO使用的高性能晶體管，工作于基本模式而不是雙push-push模式。同時還使用一個Voltronics的商用10MHZ溫度補償晶體振蕩器，該晶體振蕩器具有10Hz頻率偏移下近似－110dB/Hz的相位噪聲。該PLL使用了LMX2326元件，能夠對500MHz到3GHz范圍內的VCO進行頻率鎖定，使用一個Hittite公司的（12GHz,1/8）預比例變換器來將頻率范圍擴展到X-波段。HMC363預比例變換器是一個低噪聲，8分頻靜態分頻器。它使用InGaP/GaAs異質結雙極性晶體管(HBT)技術，在100KHz頻率偏移處具有–153 dBc/Hz的相位噪聲，這有助于使用者保持良好的系統噪聲性能。
在實際中，這樣的PLL可以通過一個膝上型電腦和一根并口線纜來進行編程。可以使用由國家半導體公司提供的軟件變化其頻率，在該軟件中PLL連續控制數據由三個輸入（數據，LE和時鐘）控制。為了調節信道頻率，設計使用串行數據輸入控制R 計數器的 15b和N計數器（包括來自A計數器的7 b和B計數器的11 b）18 b。此例子中，需要8025 到 8175 MHz的頻率范圍和1 MHz的信道間隔。因此，為使參考分頻器 (R計數器) 等于 10 (00000000001010)b，同時 N 計數器等于 1010 : (A 計數器 = 18 (0010010) ，B計數器 = 31 (00000011111)), 輸出頻率 (P1 ¥ (32 ¥ B + A) ¥ 參考頻率) 等于 8080 MHz.。
圖3 給出了存在電阻噪聲源與不存在電阻噪聲源的情況下的總相位噪聲。值得注意的是參考雜散并沒有包含在總相位噪聲中。結果表明在合成器的環路帶寬內(10 Hz 到 10 kHz)，參考振蕩器的電平比較高，這是由于閉環傳輸函數的幅值非常大，而當到達環路帶寬邊界時迅速下降。結果同樣表明在合成器的輸出端電阻噪聲的影響非常小。圖4給出了R2 和 R3的噪聲－頻率曲線。為了證明PLL的高通濾波器濾除了VCO噪聲，在帶內消除了相位噪聲或噪聲誤差，圖5顯示了環路誤差響應，這種誤差響應是在開環和閉環響應間產生。 
圖 3 存在電阻噪聲和不存在電阻噪聲兩種情況下的單邊帶噪聲
圖 4 電阻的噪聲－頻率特性
圖 5 環路誤差響應
在這種方法中，環路濾波器的設計是PLL合成器一個非常關鍵的部分。通常來說，一個低截止頻率的環路濾波器不會在相鄰頻率抑制截止頻率外的相位噪聲，這是因為閉環負反饋范圍非常窄。除此之外，這會使PLL響應變慢，而頻率轉換穩定時間（PLL鎖定時間）變長，因此PLL寄生噪聲就會受到抑制。相反地，增大截止頻率能夠提供更快的PLL響應和更短的鎖定時間。然而，PLL的輸出信號會受到頻率調制同時含有高電平雜散。由于邊帶的寄生噪聲影響相鄰信道，可以通過縮小環路濾波器的帶寬來抑制有害雜散5。對環路濾波器進行了精確估計以保證設計的精確性。圖6 和圖 7 給出了兩個擁有不同截止頻率的低通環路濾波器輸出頻譜和瞬態響應，在不同條件下對雜散電平，對相位噪聲和頻率瞬態進行了估算。
圖 8給出了載波恢復PLL在解調中對單邊帶（SSB）相位噪聲電平的影響，并驗證了載波恢復PLL消除相位噪聲的特性。載波恢復PLL將100Hz處的 
偏移抑制到一定電平，消除了越過判決界線的噪聲。對曲線在載波兩側積分得到0.008弧度的均方根相位噪聲和22.36dB的信噪比（S/N）裕量。
結論：
文中給出了一種可用于微衛星發射機系統的X-波段頻率合成器的簡單設計方法，討論了PLL中不同的相位噪聲源和它們對系統噪聲性能的影響，同時文章還證明了環路濾波器截
圖 6低通頻率環路濾波器的截止頻率（a）PLL輸出譜（b）PLL瞬態響應
圖 7截止頻率較高的環路濾波器頻譜（a）PLL輸出譜（b）PLL瞬態響應
圖8 解調中載波恢復前后的噪聲
止頻率的選擇對獲取PLL雜散電平，相位噪聲和頻率瞬態是非常重要的。為了確保設計的精度，對環路濾波器進行了精確估計。結果表明對于頻率范圍在8025到8175 MHZ之間，載波恢復0.6 kHz，PLL 的均方根（rms）相位噪聲為0.008 弧度，信噪比為22.36dB。