近兩年由于PSR線路簡單，成本低，所以在充電器，LED驅(qū)動應用方面相當流行，模擬方式（部分廠家是帶數(shù)字控制的，如IWATT，本貼只針對較流行的DCM模式的模擬方式 的）實現(xiàn)的PSR工作原理是大同小異的，只是有些參數(shù)定義不一定！但有些廠家只是給出計算公式，但對恒流方面，沒有真正詳細的講解！在此我會和廣大網(wǎng)友分享我對此的理解。
先談談CV操作模式，現(xiàn)在大部分芯片都是直接取樣輔助線圈上電壓，由于漏感的原因，在MOS關(guān)斷后，也就是次級二極管導通瞬間，會產(chǎn)生一個尖峰，影響電壓采樣，為了避開個這個尖峰，大部分廠家都是采用延時采機，也就是在MOS管關(guān)斷一段時間后再來采樣線圈電壓。從而避開漏感尖峰。PI是在高壓開關(guān)關(guān)斷2.5 μｓ采樣。這種采樣方式其實在以前很多芯片上的過壓保護上也都有應用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有這樣的應用，所以可以得到較高精度的過壓保護。
還有些廠家是在下取樣電阻上并一個小容量的電容來實現(xiàn)。同時建義大家吸收電路使用恢復時間約只有2us的IN4007再串一個百歐左右的電阻作吸收。可以減小漏感產(chǎn)生的振鈴，從而減小取樣誤差。得到較高采樣精度。次級圈數(shù)固定，輔助繞組固定，取樣精度高。比較器內(nèi)部精度也高，自然可以得到較高的輸出電壓精度。
先寫個變壓器的基本公式。Np*Ipk=Ns*Ipks（變壓器次級只有一個繞組Ns）,Np,Ipk,Ns,Ipks分別是初級圈數(shù)，初級峰值電流，次級圈數(shù)，次級峰值電流 .
當工作在DCM模式時，輸出電流是次級電流（如圖的三角形）在一個工作周期的平均值，所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T為工作周期。
Np*Ipk=Ns*Ipks
所以Ipks=Np*Ipk /Ns,
將Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ，
得到Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。
可以看出Np,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。
市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初級MOS取樣電阻上的峰值電壓，同時為了避免寄生電容在導通時產(chǎn)生的電流尖峰，會加入一段消隱時間。
Td/T 是由IC內(nèi)部固定的。OB的是0.5（他是給出TD同頻率的關(guān)系），BYD的1508是直接給來的0.42。仙童的沒有直接給出1317沒直接給出這個值，而是給出了一個計算初級電流的公式。也是間接告訴了Td/T 。
CC時，在不同輸出電壓情況下，工作在PFM模式以保證固定的Td/T而實現(xiàn)穩(wěn)定的輸出電流。這就是實現(xiàn)恒流的基本原理，輸出電壓變化時能保證電流不變。只要保證IC Td/T 的精度，以及初級峰值電流的限流精度就可以得到較高的輸出電流精度。這兩部分基本上取決于IC。取樣電阻保證１％是沒有問題的。
Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。
可以看出Np,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。
CC時，負載電壓變化會引起頻率的變化，電壓高時頻率，低時頻率也降低。從而保證穩(wěn)定的輸出電流。后面會分析一下，關(guān)于PSR如何補償電感量變化，以及合理的電感量選擇。
電容端變化是有個過程的。在CC模式時，當負載變小的，輸出電壓下降，Td和T會同時增大，但比例不變。因為Ipk*ton是不變的。因為Vin和L是不變的。根據(jù)伏秒變衡。Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不變的，N為常數(shù)，所以輸出負載的變化會引起輸出電壓的變化，輸出電壓的變化會引起Td的變化，而Td/T是被IC固定的。所以最終是頻率的變化再講講PSR對電感量補償?shù)脑怼？催^PI LN60X實驗視頻的朋友可以看到他們的PSR對電感量有補償。
當電感量低出設計正常值時，達到同樣的峰值電流需要的時間就短了，Δt=L*ΔI/V,ΔI在DCM模式時等于峰值電流，而峰值電流是固定的。V就是Vin,為常數(shù)。所以L低會造成Δt下降，也就是Ton下降。根據(jù)伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns為常數(shù)，Ton的下降同樣也造成Td下降。由于Td比上周期T為固定值，Td下降造成T變小，所以頻率就升高了。但是由于有最高頻率的限制。
所以設計時要注意在最重負載時，頻率不能工作在最高頻率，這樣電感量的變化將得不到補償。應適當?shù)陀谧罡吖ぷ黝l率。電感量高出正常值時，結(jié)果當然是相反的。Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。只要Ipk,Td/T不變，輸出電流也就不變。所以電感量變化引起的是頻率的變化。從公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固定，輸出功率不變，L的變化引起的是頻率f的變化。但一定要注意最高工作頻率限制。
電源參數(shù)（7*1W LED驅(qū)動）： 輸入 AC 90-264V 輸出：25.8V 0.3A
從IC資料上可以看出Td/T=0.5 CS腳限制電壓Vth_oc為0.91V FB基準為2V，占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高開關(guān)頻率取50KHZ 變壓器用EE16，AE=19.3mm^2 VCC供電繞組電壓取22V（考慮到不同串數(shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據(jù)經(jīng)驗，取芯片最大值減去2v）
1、計算次級峰值電流Ipks：
Io=(Td/T)*Ipsk/2
Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A
先談談CV操作模式，現(xiàn)在大部分芯片都是直接取樣輔助線圈上電壓，由于漏感的原因，在MOS關(guān)斷后，也就是次級二極管導通瞬間，會產(chǎn)生一個尖峰，影響電壓采樣，為了避開個這個尖峰，大部分廠家都是采用延時采機，也就是在MOS管關(guān)斷一段時間后再來采樣線圈電壓。從而避開漏感尖峰。PI是在高壓開關(guān)關(guān)斷2.5 μｓ采樣。這種采樣方式其實在以前很多芯片上的過壓保護上也都有應用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有這樣的應用，所以可以得到較高精度的過壓保護。
還有些廠家是在下取樣電阻上并一個小容量的電容來實現(xiàn)。同時建義大家吸收電路使用恢復時間約只有2us的IN4007再串一個百歐左右的電阻作吸收。可以減小漏感產(chǎn)生的振鈴，從而減小取樣誤差。得到較高采樣精度。次級圈數(shù)固定，輔助繞組固定，取樣精度高。比較器內(nèi)部精度也高，自然可以得到較高的輸出電壓精度。
先寫個變壓器的基本公式。Np*Ipk=Ns*Ipks（變壓器次級只有一個繞組Ns）,Np,Ipk,Ns,Ipks分別是初級圈數(shù)，初級峰值電流，次級圈數(shù)，次級峰值電流 .
當工作在DCM模式時，輸出電流是次級電流（如圖的三角形）在一個工作周期的平均值，所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T為工作周期。
Np*Ipk=Ns*Ipks
所以Ipks=Np*Ipk /Ns,
將Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ，
得到Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。
可以看出Np,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。
市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初級MOS取樣電阻上的峰值電壓，同時為了避免寄生電容在導通時產(chǎn)生的電流尖峰，會加入一段消隱時間。
Td/T 是由IC內(nèi)部固定的。OB的是0.5（他是給出TD同頻率的關(guān)系），BYD的1508是直接給來的0.42。仙童的沒有直接給出1317沒直接給出這個值，而是給出了一個計算初級電流的公式。也是間接告訴了Td/T 。
CC時，在不同輸出電壓情況下，工作在PFM模式以保證固定的Td/T而實現(xiàn)穩(wěn)定的輸出電流。這就是實現(xiàn)恒流的基本原理，輸出電壓變化時能保證電流不變。只要保證IC Td/T 的精度，以及初級峰值電流的限流精度就可以得到較高的輸出電流精度。這兩部分基本上取決于IC。取樣電阻保證１％是沒有問題的。
Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。
可以看出Np,Ns為常數(shù)，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。
CC時，負載電壓變化會引起頻率的變化，電壓高時頻率，低時頻率也降低。從而保證穩(wěn)定的輸出電流。后面會分析一下，關(guān)于PSR如何補償電感量變化，以及合理的電感量選擇。
電容端變化是有個過程的。在CC模式時，當負載變小的，輸出電壓下降，Td和T會同時增大，但比例不變。因為Ipk*ton是不變的。因為Vin和L是不變的。根據(jù)伏秒變衡。Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不變的，N為常數(shù)，所以輸出負載的變化會引起輸出電壓的變化，輸出電壓的變化會引起Td的變化，而Td/T是被IC固定的。所以最終是頻率的變化再講講PSR對電感量補償?shù)脑怼？催^PI LN60X實驗視頻的朋友可以看到他們的PSR對電感量有補償。
當電感量低出設計正常值時，達到同樣的峰值電流需要的時間就短了，Δt=L*ΔI/V,ΔI在DCM模式時等于峰值電流，而峰值電流是固定的。V就是Vin,為常數(shù)。所以L低會造成Δt下降，也就是Ton下降。根據(jù)伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns為常數(shù)，Ton的下降同樣也造成Td下降。由于Td比上周期T為固定值，Td下降造成T變小，所以頻率就升高了。但是由于有最高頻率的限制。
所以設計時要注意在最重負載時，頻率不能工作在最高頻率，這樣電感量的變化將得不到補償。應適當?shù)陀谧罡吖ぷ黝l率。電感量高出正常值時，結(jié)果當然是相反的。Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。只要Ipk,Td/T不變，輸出電流也就不變。所以電感量變化引起的是頻率的變化。從公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固定，輸出功率不變，L的變化引起的是頻率f的變化。但一定要注意最高工作頻率限制。
電源參數(shù)（7*1W LED驅(qū)動）： 輸入 AC 90-264V 輸出：25.8V 0.3A
從IC資料上可以看出Td/T=0.5 CS腳限制電壓Vth_oc為0.91V FB基準為2V，占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高開關(guān)頻率取50KHZ 變壓器用EE16，AE=19.3mm^2 VCC供電繞組電壓取22V（考慮到不同串數(shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據(jù)經(jīng)驗，取芯片最大值減去2v）
1、計算次級峰值電流Ipks：
Io=(Td/T)*Ipsk/2
Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A
2、計算反射電壓Vor：根據(jù)伏秒平衡
Vin*Ton=Vor*Td
Vin*Ton/T=Vor*Td/T
Vin*D=Vor*Td/T
90*0.45=Vor*0.5
Vor=81V
3、計算匝比N
Vor=(Vo+Vf)*N
N=81/(25.8+0.9)=3.03
4、計算初級峰值電流（考慮到初級電流一部分在轉(zhuǎn)換時的損耗，如吸收中的一部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級銅損）初級電流損耗取輸出電流的7%
Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.424
5、計算初級電感量
Vin/L=ΔI/Δt DCM模式時ΔI等于Ipk
vin/L=Ipk/(D/f)
L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH
6、計算初級圈數(shù)Np,Ns(B取0.3mT)
NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TS
NS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS時反算47*3.03=142TS
NA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS
7、電壓取樣電阻
當供電繞組電壓取22V時，F(xiàn)B基準為2V ，上下取樣電阻正好為10比1，取6.8K和68K
8、電流檢測電阻Rcs
Rcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11歐電阻
9、二極管反壓
=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐壓200V的SF14
10、MOS耐壓及 漏感尖峰取 Vlk75V
=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考慮到功耗選用2N60。