0    引言

    AC/DC開關電源" title="電源">電源通常需要有多組輸出隔離并由一原邊電源控制器控制輸出電壓和電流。一般來講，這種多組輸出電源的輸出電流都比較小，穩(wěn)定的輸出電壓可以通過線性穩(wěn)壓管達到。由于新一代電子產(chǎn)品需要的是能提供大輸出電流和低輸出電壓的低價高效率開關電源，這就促使了分散式電源模式的采用。為了趕上電子產(chǎn)品飛快的更新節(jié)奏，產(chǎn)品設計工程師更傾向于選擇在市場上很容易采購到的AC/DC適配器，并把多組直流電源直接安裝在系統(tǒng)的線路板上。由于系統(tǒng)主芯片的電壓越來越低而電流越來越大，而傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓管只能應用于高電壓和低電流，于是如何提供一系列價格低廉，線路簡單，性能齊全的直流開關電源控制芯片，便成了許多電源芯片廠家的主要任務之一。Semtech International已推出一款低價簡易同步式降壓控制芯片（SC2618）。本文介紹一個只需較少外圍元器件就可實現(xiàn)低電壓、高效率的降壓電源。

1    工作原理

    圖1是一個經(jīng)常在機頂盒、液晶電視和其它電子產(chǎn)品上用到的板上直流電源線路圖。此類電源的輸入電壓由AC/DC適配器提供，大多數(shù)為12V或5V，少數(shù)為24V，輸出1.8V、3.5A。圖1所示SC2618是一6管腳SOT－23小封裝芯片，它能接收4.5～14V工作電壓并有一個1.25V內(nèi)部電壓基準，0.5A的場效應管" title="場效應管">場效應管驅(qū)動能使電源的輸出電流達到10A。SC2618不需要反饋補償電路。

圖1    SC2618簡易同步降壓電源（5V/12V輸入，1.8V/3.5A輸出）

1.1    開關頻率計算

    由圖1可看到，一組分壓電阻（R6，R8）將輸出電壓信息反饋給SC2618內(nèi)部比較器的負端(SC2618FB)。此比較器的正端與1.25V電壓基準相連接（見圖2）。如果輸出電壓低于用戶所設定的數(shù)值，高端的場效應管將被導通并一直導通到輸出電壓回升到設定的數(shù)值以上。同樣的道理，如果輸出電壓高于用戶所設定的數(shù)值，高端的場效應管將被關斷而低端的場效應管將被導通并一直導通到輸出電壓下降到設定的數(shù)值以下。

圖2    SC2618內(nèi)部比較器電路

    這種芯片模式將會使一個降壓式電源工作在以下任何一種模式：

    1）上端場效應管導通1μs；

    2）下端場效應管導通1μs；

    3）上/下端場效應管各導通1μs。

    由于SC2618內(nèi)置上/下端場效應管最低導通時間是1μs，電源的開關頻率可由圖3推斷出。

圖3    SC2618開關頻率與占空比關系圖

    下面用一個降壓式電源例子來解釋圖3的應用。假入電源輸入電壓是12V，輸出電壓是1.8V，此電源的占空比為0.15（1.8/12）。從圖3可看到占空比為0.15時開關頻率是150kHz。如果電源的輸入電壓是12V，輸出電壓是5V，那么該電源的占空比大約為0.42，開關頻率是420kHz。

    如果上端場效應管導通時間（ton）小于下端場效應管導通時間（toff），占空比（D）小于0.5，那么開關頻率由式（1）表示。

    fs=D/1μs（Hz）（1）

    如果上端場效應管導通時間（ton）大于下端場效應管導通時間（toff），占空比（D）大于0.5，那么開關頻率由式（2）表示。

    fs=(1－D)/1μs（Hz）（2）

1.2    啟動過程

    SC2618的啟動過程是這樣的：一旦輸入電壓接到SC2618的腳Vcc，上端場效應管驅(qū)動（DH）和下端場效應管驅(qū)動（DL）還不產(chǎn)生信號，一直到Vcc超越SC2618的輸入欠壓保護點（一般為4.5V）才會產(chǎn)生高信號。芯片內(nèi)部軟啟動" title="軟啟動">軟啟動電流源開始向內(nèi)部軟啟動電容充電，這時DH是低信號而和DL是高信號。當芯片內(nèi)部軟啟動電容電壓達到一定值以后，上端場效應管和下端場效應管開始交錯工作。電源輸出電壓會開始慢慢地升高。SC2618內(nèi)部軟啟動時間一般為100μs。如果腳Vcc上的電壓在正常工作時突然跌到芯片輸入欠壓保護點以下，芯片內(nèi)部軟啟動電容開始放電。當芯片內(nèi)部軟啟動電容電壓跌到一定值以后，上下端場效應管導通時間會慢慢地減小一直到完全關斷。

1.3    輸出短路保護

    輸出短路保護是通過比較SC2618反饋端電壓（VFB）和它的1.25V內(nèi)部電壓基準電壓。在正常工作時如果反饋端電壓小于基準電壓200mV，SC2618立刻關斷上端場效應管，同時內(nèi)部軟啟動電容開始放電。如果輸出短路是發(fā)生在軟啟動過程中，必須等軟啟動結束才能徹底關斷場效應管并開始軟啟動電容放電。一旦軟啟動電容放電結束，新的一輪軟啟動又開始。整個保護過程是，SC2618反饋端電壓小于基準電壓200mV場效應管關斷→軟啟動電容放電→軟啟動電容充電→場效應管導通。

2    電源元器件計算

    由于SC2618不需要反饋補償電路，整個電源所需要設計的參數(shù)只包括，輸出電感、輸出電容、反饋分壓電阻、輸入電容、場效應管。

2.1    輸出電感

    輸出電感的選擇/設計基于輸出DC和瞬態(tài)的要求。大的電感可減小輸出紋波電流和電壓，但是在負載瞬變過程中響應變慢。小的電感可得到低的直流銅損，但是交流磁芯損耗和交流繞線電阻損耗會變大。折衷的方法是選擇電感紋波電流峰—峰值為輸出額定電流的20％～30％。

    假定電感紋波電流（峰—峰值）是負載直流電流的20％，那么輸出電感由式（3）計算。

    L=（3）

    以圖1為例，Vin=12V，VO=1.8V，IO=3.5A，fOSC=150kHz，則L=14.5μH。可選用市場上很容易采購到的15μH/5A表面貼裝電感。

2.2    輸出電容

    輸出電容按照輸出電壓紋波和負載動態(tài)變化要求來選擇。輸出電感產(chǎn)生的紋波電流在輸出電容等效串聯(lián)電阻（ESR）上產(chǎn)生輸出電壓紋波（VRIPPLE）。為了滿足輸出電壓紋波要求，輸出電容的ESR必須滿足式（4）。

    ESR<（4）

    以圖1為例，Vin=12V，VO=1.8V，L=15μH，

    fOSC=150kHz，VRIPPLE=60mV，計算出的ESR是90mΩ。

    輸出電容的ESR會在輸出負載電流變化時產(chǎn)生一個電壓變化值（VT），為了滿足輸出電壓變化值要求，輸出電容的ESR必須同時滿足式（5）。

    ESR<（5）

    以圖1為例，如果輸出電壓動態(tài)變化值是輸出電壓值的10％（VT=10％×1.8=180mV），如果負載電流變化值是1A，所需要的輸出電容ESR是180mΩ。為了同時滿足輸出電壓紋波和動態(tài)變化，應該選擇最小ESR的電容。所以，在本例中選用90mΩ/1000μF電解電容。

2.3    反饋分壓電阻

    上端的反饋分壓電阻可在5～15kΩ之間選擇。下端的電阻值可由式（6）算出。

    Rbot=Rtop（6）

    在式（6）中，1.25V為SC2618內(nèi)部電壓基準。以圖1為例，如果Rtop=10kΩ，為得到1.8V輸出電壓，Rbot=22.7kΩ。最終經(jīng)實驗調(diào)整Rbot為22.1kΩ。一般來講Rtop和Rbot應選用1％精密電阻。

2.4    輸入電容

    輸出滿載時輸入電容的ESR在電源輸入端所產(chǎn)生的紋波電壓是

        ΔvESR=ESRIo（7）

式中：δ為電感上紋波電流與負載電流的比例。

    圖1中δ=20％。假如該電源輸入端能接收500mV的紋波電壓，計算出來的輸入電容的ESR是130mΩ。為了簡單可以選擇同樣的1000μF，90mΩ電解電容。

2.5    功率場效應管

    對有著高輸入電壓低輸出電壓的同步降壓變換器而言，上端場效應管導通的時間很短。下端場效應管導通的時間很長，但是，下端場效應管轉(zhuǎn)換電壓幾乎為零。在這樣的應用中，柵極電容較?。▋?nèi)阻較大）的場效應管適用于上端開關，柵極電容較大（內(nèi)阻較?。┑膱鲂苓m用于下端開關。在本例中所用的場效應管是通過它的內(nèi)阻（RDSON），柵極電容/電荷，和封裝熱阻（θJA）這3個參數(shù)來選擇的。利用SC26180.5A內(nèi)置驅(qū)動器，一個柵極電荷為25nC的場效應管會產(chǎn)生大約50ns的開關升/降時間（ts=25nC/0.5A）。ts會在上端場效應管開關時產(chǎn)生的開關損耗（Ps）如式（8）表示

    Ps=IOVINtsfOSC（8）

    在圖1中，Ps是0.3W。

    由于在上端和下端場效應管之間無重疊傳導，下端場效應管漏極和源極的寄生二極管或外部肖特基二極管總是在下端場效應管導通之前導通。下端場效應管導通電壓僅為一個在漏極和源極之間二極管的電壓。下端場效應管開關損耗為零。上端和下端場效應管在導通時的損耗可由式（9）及式（10）來計算。

    PC_TOP=IO2RdsonD（9）

    PC_BOT=IO2Rdson(1－D)（10）

    以圖1為例，選用的場效應管是AO4812。AO4812上下端導通內(nèi)阻都是28mΩ，在3.5A負載時上下端導通損耗是0.35W。整個AOS4812損耗為0.65W（PLoss=0.3W＋0.35W）。場效應管的結溫可由式（11）來計算。

    TJ=TA＋θJAPLoss（11）

    從AO4812手冊上可查到它最大的結溫至室溫的熱阻是110℃/W（θJA），在3.5A負載下AOS4812損耗為0.65W，這時AO4812SOIC8封裝結溫在40℃的室溫狀態(tài)下是111.5℃。這數(shù)值遠小于芯片150℃時的結溫限制。

    對于大電流輸出上的應用（>3.5A），可以采用低內(nèi)阻抗場效應管來限制它的導通損耗，并利用外加散熱器將它的結溫控制在110℃之內(nèi)。

3    實驗結果

    對于單輸入電源，SC2618需要一個由低值電容（0.1μF～1μF，25V）和一個小信號二極管（1N4148）的自舉電路，將BST管腳上的電壓提升到輸入電壓以上，作為上端N溝道場效應管驅(qū)動電壓。腳Vcc一般會用一個1μF/25V旁路瓷片電容。另外還需要在輸入和腳Vcc之間加一個低值電阻（2～10Ω）來消除腳Vcc上的噪音。

    表1顯示了12V/(1.8V/3.5A)電源在不同負載電流下的效率。表2顯示了同樣電源在5V輸入電壓下的效率。可以看到此電路在1.8V輸出電壓應用中效率可保持在85％～90％。同樣的電源如果用非同步的芯片效率會低很多。

表1    12V/(1.8V/3.5A)電源效率

表2    5V/(1.8V/3.5A)電源效率

    圖4顯示了12V/(1.8V/3.5A)電源在空載下的波形。最上面的波形是1.8V輸出電壓紋波，測出來的紋波值是53mV，非常接近前面計算出來的60mV值。中間波形是上端和下端場效應管驅(qū)動電壓。最下面波形是BST管腳上的電壓。測量出來的開關頻率是123kHz。

圖4    12V/(1.8V/3.5A)開關電源波形(空載)

    圖5顯示了12V/(1.8V/3.5A)電源在滿載下的波形。最上面的波形是1.8V輸出電壓紋波。測出來的紋波值也是53mV。中間波形是上端和下端場效應管驅(qū)動電壓。最下面波形是BST管腳上的電壓。測量出來的開關頻率是145kHz，非常接近前面計算出來的150kHz值。

圖5    12V/(1.8V/3.5A)開關電源波形(滿載)

    圖6顯示了輸出電壓在負載從滿載到空載過程中的波形。直流電壓的變化小于50mV，大約是輸出電壓的3％。

圖6    輸出電壓動態(tài)波形（Vin=12V，VO=1.8V，IO=3.5A～0A）

4    PCB線路板排版要點

    為保證設計的電源能在系統(tǒng)中正常工作，PCB排版是非常重要的。電源PCB排版與數(shù)字電路排版完全不一樣。在數(shù)字電路排版中，許多數(shù)字芯片可以通過PCB軟件來自動排列，芯片之間的連接線可以通過PCB軟件來自動連接。正確的開關電源PCB排版需要設計人員對開關電源工作原理有一定的了解。通常設計人員需要知道高頻交流電流的走線并能夠區(qū)分小信號控制電路部分和大功率元器件走線部分。

    圖7將傳統(tǒng)電路圖（圖1）分成控制電路部分和功率電路部分。一般來講，電源的功率電路部分包括輸入電容（Cin），輸出電容(CO），輸出電感（L），場效應管(S1/S2）。控制電路部分包括PWM" title="PWM">PWM芯片、旁路電容、自舉電路及反饋電阻。

圖7    電源控制電路（細線）和功率電路走線（粗線）

    圖8更進一步顯示功率電路部分的電流和電壓?？梢钥吹礁哳l率交流電流在由場效應管和輸入電容所組成的回路中流動。所以，此回路中元器件之間的PCB走線要短且寬。此回路的面積越小越好。小回路面積將大大地減小EMI噪聲并產(chǎn)生一個比較安靜的功率地。安靜的功率地使場效應管的柵極驅(qū)動電壓波形非常干凈。Cin可用大容量電解電容和小容量瓷片電容并聯(lián)，并要靠近場效應管。這可以用圖9的物理效應來解釋。在圖9中，如果高頻電流的回路面積很大，就會在回路的內(nèi)部和外部產(chǎn)生很強的EMI。如果同樣的高頻電流的回路面積設計得非常小，回路內(nèi)部和外部的電磁場互相抵銷，整個電路會變得非常安靜。

圖8    功率電路的電流和電壓

圖9    大回路面積大EMI干擾（上）小回路面積小EMI干擾（下）

    上端場效應管（S1）的源極，下端場效應管（S2）的漏極和輸出電感（L）之間的連接點應該是一整塊銅片焊盤。由于這連接點上的電壓是高頻電壓，S1和S2和L要靠得非常近。雖然輸出電感和輸出電容之間的走線沒有高頻電流，但寬的走線可以降低直流阻抗的損耗，提高電源的效率。

    控制線路應放置在功率電路的邊上。控制電路絕對不能放在高頻回路的中間。旁路電容要盡量靠近芯片的VCC和地。芯片的場效應管驅(qū)動輸出不要離開場效應管太遠。反饋分壓電阻最好也放置在芯片附近。

    圖10是一個比較好的功率電路PCB走線。如果成本上允許，有一面完全是地層的雙面PCB板會有更好的效果。但是，必須注意在地層上盡量避免走線。

圖10    比較好的功率電路PCB走線

    圖11是SC2618評估板上層PCB線路圖。電源輸入是在PCB板的左側(cè)而輸出是在PCB板的右側(cè)。SC2618和它周圍的自舉電路、反饋電路、旁路電容都放在板子的左下角。

圖11    SC2618評估板PCB上層走線（下層是地）

5    寬輸入電壓應用

    雖然SC2618的腳Vcc只能接收4.5～14V之間的輸入電壓，但是，只要在芯片的外圍增加一個非常簡單的線性穩(wěn)壓管（一個小信號晶體管和一個齊納二極管）就可以很容易地將輸入電壓的范圍升到20V以上。同時，可以利用一個外圍晶體管來關斷芯片。這種電路可用在許多需要24V輸入電壓工作的電子產(chǎn)品。

    圖12是一個可以工作在24V輸入電壓的完整電路圖。輸入電壓可以是5～24V，輸出電壓是3.3V，輸出電流是3.5A。圖中6.2V的齊納二極管將SC2618VCC電壓限制在5.5V左右。上端和下端場效應管的驅(qū)動電壓也在5.5V。

圖12    SC2618評估板在24V輸入電源上的應用

    表3列出了一個24V/(3.3V/3.5A)電源的效率。這樣的電路在機頂盒、液晶電視等產(chǎn)品上經(jīng)常看到。表3中的效率可以證明像SC2618這樣的同步式降壓電路比許多非同步式電路在高輸入電壓的應用中有較大的優(yōu)勢。

表3    24V/(3.3V/3.5A)電源效率

6    結語

    本文對一個低價簡易PWM控制芯片在電子產(chǎn)品電源上的應用作了詳細的介紹。并對簡單的計算公式和PCB板排版也都作了詳細的說明。用此芯片制作的電源在效率上比非同步式的電源有較大的提高。