0 引言

　　分布式信源編（DSC）解碼較傳統信道編解碼而言，因其編碼簡單、譯碼復雜成為近年來通信領域的研究熱點。DSC編碼端各信源獨立編碼，譯碼端根據信源的相關性聯合譯碼，從而降低了編碼的復雜度，而把整個系統的復雜度轉移到譯碼端，所以本文重點研究DSC譯碼器的設計。

　　Turbo碼和LDPC碼是實現DSC譯碼器的兩種主要編碼。在DSC譯碼過程中，Turbo碼譯碼算法復雜、譯碼延時長且存在一定的不可檢測錯誤，而LDPC碼具有較大的靈活性、較低的差錯平底特性、譯碼速度快、具有高效的譯碼迭代算法[1]，因此LDPC碼更適合于實現DSC譯碼器。

　　LDPC碼分為規則LDPC碼和非規則LDPC碼，非規則LDPC碼的譯碼性能優于規則LDPC碼，是目前己知的最接近Shannon限的碼[2]，所以本文采用非規則LDPC碼實現DSC譯碼器。

　　本文設計的DSC譯碼器具有反饋信道，根據當前聯合譯碼的結果把譯碼判決信息反饋到編碼端，但這種方法對實時性要求很高[3]，這是限制DSC譯碼器工程應用的一個重要因素。FPGA由于其強大的數據并行處理能力，能夠做到數據處理的實時性、高效性。所以，FPGA能夠解決DSC譯碼器反饋信道實時性的問題。

　　Log-BP算法、BP-Based算法、歸一化最小和（NMS）算法是3種常用的DSC譯碼算法，這3種算法把一部分乘法用求和運算代替極大地減少了運算量。Log-BP算法修正了碼長較長時概率 BP 譯碼算法計算不穩定的問題，但是仍然存在乘法運算不利于 FPGA實現。BP-Based算法雖然降低了運算量，但BP-Based 算法相對于Log-BP算法收斂速度慢，譯碼性能也不如前者[4]。NMS算法和BP-Based算法的復雜度幾乎相同，若選取合適的歸一化因子η，能將乘法用加法和移位操作代替，并且其譯碼性能與概率BP算法幾乎一致[5]。因此，NMS算法在FPGA實現時被大量采用。

　　基于非規則LDPC碼、FPGA、NMS譯碼算法3方面的優點，本文的主要工作是采用非規則LDPC碼、運用NMS譯碼算法設計了一種全新的、實時高速的DSC譯碼器并在Xilinx XC7VX485T上實現了該譯碼器。該譯碼器的吞吐率可達197 Mb/s，具有較好的工程應用價值。

1 DSC譯碼器實現的理論基礎

　　1.1 DSC的基本原理

　　假設Xi(i=1，2…N)是來自同一個系統的N個信源，這N個信源之間的相關性稱為邊信息，現對這N個信源進行獨立編碼，將編碼后的N路信息傳輸到同一個譯碼節點，并結合邊信息進行聯合譯碼。因此，DSC系統的編碼端極為簡單，其復雜度主要體現在譯碼端。

　　1.2 基于非規則LDPC碼的DSC系統

　　圖1是非規則LDPC碼實現DSC系統的框圖，其中Xi(i=1，2…N)表示來自同一個系統的N個信源，DSC編碼器和譯碼器根據非規則LDPC碼的校驗矩陣（H矩陣）而設計。

　　從圖1中可知，非規則LDPC碼實現DSC編解碼系統的基本原理：信源Xi經過DSC編碼器后輸出信息位和校驗信息，與傳統譯碼相比，DSC編解碼系統丟棄信息位并且經高斯白噪聲（AWGN）信道每次只傳輸少量的校驗位到DSC譯碼器，如此可以實現碼率自適應并提高壓縮效率。同時邊信息經過虛擬信道傳輸到DSC譯碼器進行聯合譯碼，如果此時能夠正確譯碼就輸出譯碼信息X’，否則進行反饋重傳校驗位繼續譯碼，直至正確譯碼輸出。

　　1.3 LDPC譯碼算法

　　NMS譯碼算法具體闡述如下：

　　設α2為AWGN信道的方差，yi表示接收到的信息，L(ci)為信道初始化信息，L(qij)為變量節點接收來自校驗節點的信息，L(rji)為校驗節點接收來自變量節點的信息，L(Qi)是變量節點接收到的全部信息，C(i)表示連接變量節點i的所有校驗節點，C(i)\j表示連接變量節點i中除j外的全部校驗節點，C(j)\i表示連接校驗節點j中除i外的全部變量節點，η表示歸一化因子。

　　(1)初始化：

　　(2)更新校驗節點：

　　(3)更新變量節點：

　　(4)更新L(Qi)：

　　(5)最后，對任意i，有：

　　若變量節點收集到的信息值L(Qi)<0，對任意i，判別譯出的碼字。如果H^T c^^=0或者譯碼的迭代次數等于預設的最大值，c^^也作為最終譯碼輸出，并強制終止譯碼計算；否則轉至步驟(2)繼續譯碼計算。

　　從式(2)中可以看出NMS算法仍然存在少量的乘法運算，若選取合理的η，則能在不損失譯碼性能的情況下，將乘法用加法和移位操作代替[5]，使譯碼的計算量最少、譯碼的復雜度最小、FPGA消耗的資源最少。

　　η是一個小于1的正常數，通常在FPGA上實現LDPC譯碼算法時選取η為0.75，此時的NMS算法譯碼性能最佳[6]。

2 DSC譯碼器設計

　　文獻[7]對非規則（2 048，1 024）、碼率1/2的H矩陣的研究表明該H矩陣在譯碼過程中能夠實現相當低的誤碼率。因此本文選用此類型度分布為(λ(x)，ρ(x))，碼率為1/2的非規則H矩陣，其中λ(x)=0.285 6x+0.257 5x2+0.456 7 x7，ρ(x)=0.003 4x5+0.996 6x6。

　　本文設計的DSC譯碼器分為輸入模塊、緩沖模塊、節點信息更新模塊、判決模塊、控制模塊、反饋模塊、輸出模塊。圖2是DSC譯碼器的邏輯結構圖，該譯碼器主要模塊的功能如下：

　　(1)將量化好的邊信息、校驗位信息存入FPGA Block RAM模塊中。

　　(2)緩沖模塊中兩個完全相同的RAM塊用于乒乓操作，周期性地切換數據選擇器可以提高數據傳輸的速率、效率，亦能使緩沖模塊與節點更新模塊的速率相匹配。

　　(3)控制模塊用于控制量化信息存儲器和緩沖模塊的工作時序，保證這兩個模塊有序工作，保證數據連續。

　　(4)節點信息更新模塊控制變量和校驗兩類節點的信息更新，并將判決信息輸出給判決模塊。

　　(5)反饋模塊把判決結果實時反饋到數據輸出選擇器端，通知輸出選擇器繼續發送校驗信息。

　　該譯碼器的設計重點體現在節點更新模塊、判決模塊和反饋模塊。圖3是這3個模塊的工作流程。

　　2.1 量化位數及迭代次數設計

　　量化必然會損失信息，所以量化位數的設計對信息重建至關重要。量化位數越多，則信息損失越少，譯碼正確性越高，但計算量會增加、消耗的FPGA資源也越多；若量化位數太少，丟失的信息過多，雖然計算量減少、消耗FPGA資源減少，但可能造成譯碼錯誤。

　　文獻[8-9]中提出(q，f)均勻量化方案，其中量化位數q=8，因量化精度對譯碼性能影響很小，故取f=2足矣。鑒于Xilinx XC7VX485T的邏輯資源相對豐富，本文設計了(8，2)、(9，2)、(10，2)、(11，2)4種量化方案，這4種量化方案經ISE布局布線后消耗FPGA中一種重要資源指標Slice Registers的情況如表1所示。

　　根據面積換“速度”的思想，提高FPGA資源利用率的同時增加譯碼的準確性。因此，根據表1可知(10，2)均勻量化方案最適合本文DSC譯碼量化要求。

　　另一個重要的參數是譯碼迭代次數。通常碼長、碼率相同時，不同交叉概率對應的譯碼迭代次數不同。通過仿真AWGN信道下碼長2 048、碼率1/2、量化位數10 bits的信號，得出交叉概率與譯碼迭代次數之間的關系，如圖4所示。

　　圖4表明，交叉概率變大時，譯碼迭代次數隨之增加。當交叉概率超過0.2后，譯碼迭代次數不再改變。所以本文設計譯碼迭代次數的最大值為12。

　　2.2 變量更新單元設計

　　從式（3）和式（4）可知，變量節點的更新主要是加法運算。初始信息與校驗信息送入VNU更新變量節點并計算出各碼位判決控制信息。其原理框圖如圖5所示，由于H矩陣非規則，所以設計了兩種校驗信息組合方式。

　　其中，data_ori、data_ori_last表示兩種組合狀態的初始信息，c_mem1、c_mem2、c_mem3、c_mem8表示分別與度為1、2、3、8的變量節點相連的校驗節點信息，v_mem表示更新后的變量節點信息，judge_temp、judge_temp_last表示兩種組合狀態的中間判決信息，check表示輸入判決模塊的最終判決信息。

　　VNU計算完成后，將judge_temp、judge_temp_last進行異或運算得到判決結果check，如果判斷結果是0，則表示譯碼正確，將譯碼結果送至串/并轉換模塊輸出，否則表示譯碼錯誤。

　　2.3 校驗更新單元設計

　　根據式(2)可知，更新校驗節點信息需要求絕對值、求符號、排序找出最小值、移位和加運算這4個步驟。在式(2)中，雖然選擇合適的η可以將乘法全部轉化成移位和加法運算，但是大量的移位操作會占用過多的時鐘周期，因此在CNU模塊的移位/加運算中采用“流水移位/加運算”的方式，這樣不但提高了時鐘利用率、運算效率，也降低了FPGA資源的消耗。

　　CNU的原理框圖如圖6所示，由于H矩陣非規則，所以設計了兩種變量信息組合方式。

　　其中，v_mem6、v_mem7分別表示與度為6、7的校驗節點相連的變量節點信息， c_mem表示更新后的校驗節點信息。

3 DSC譯碼器設計結果分析

　　3.1 DSC譯碼器結構分析

　　通常情況下，串行譯碼的譯碼效率最低，全并行譯碼器的譯碼效率最高，但是FPGA有限的邏輯資源限制了這種方法的實用性。為了平衡FPGA資源的利用率和譯碼器的譯碼效率，本文采用部分并行的思想設計譯碼器。

　　由于本文的H矩陣是非規則的，不同度的節點組合在一起消耗的FPGA資源不一樣。綜合考慮運算量、FPGA資源、占用時鐘周期等因素，設計VNU中組合一、組合二的結構如表2、表3所示。

　　從表2、表3中可以看出組合一的并行度是77，組合二的并行度是46。所以VNU組合一經過26個狀態以及VNU組合二經過1個狀態可以完全更新變量節點。

　　設計CNU中組合一、組合二的結構如表4、表5所示。從表4、表5中可以看出組合一的并行度是36，組合二的并行度是38，所以CNU組合一經過1個狀態以及CNU組合二經過26個狀態可以完全更新校驗節點。

　　3.2 DSC譯碼器時序圖

　　為了驗證該DSC譯碼器設計的可行性，在MATLAB中隨機產生一段二進制信息序列，先進行LDPC編碼，再進行AWGN信道加噪和BPSK調制，得到初始化信息，然后作10 bits均勻量化，將量化結果存入Block RAM中作為譯碼器輸入。

　　該譯碼器正確譯碼一次的主要信號時序圖如圖7所示(為了清晰地顯示信號，故將圖中的信號名重寫)。信號的含義如下：clk表示譯碼器的全局時鐘，rst表示譯碼器的全局復位，out_flag表示譯碼輸出標志，out_en表示譯碼輸出使能，iter_counter表示譯碼迭代次數，check表示譯碼判決信號，data_out表示譯碼輸出。圖7(b)、圖7(c)是圖7(a)中a、b局部放大后的圖。

　　從圖7(b)可以看出該譯碼器經過10次循環迭代后，判決信息輸出為0，說明譯碼器譯碼正確。對比MATLAB產生的二進制信息序列，表明譯碼輸出結果與產生的二進制信息序列完全一致，至此證明了該譯碼器設計是正確的。

　　3.3 DSC系統壓縮性能

　　一般而言，信源的交叉概率越大，正確譯碼所需的校驗位個數越多。為驗證本文設計的DSC系統的壓縮性能，通過改變信源的交叉概率測試正確譯碼需要的校驗位個數，并與MATLAB中設計的DSC系統對比。本文設計的DSC系統與MATLAB中設計的DSC系統壓縮性能對比如圖8所示。

　　從圖8中可知，在FPGA和MATLAB實現的DSC系統中，正確譯碼所需的校驗位個數都隨交叉概率增加而增加。當交叉概率相同時，本文設計實現的DSC系統比MATLAB仿真的DSC系統需要更多的校驗位才能正確譯碼，主要原因是受FPGA資源限制導致量化位數不夠并且FPGA在布局布線時有延遲。

　　該DSC高速譯碼器在Xilinx XC7VX485T上實現，ISE完成布局布線消耗的FPGA資源如表6所示。

　　經過時序約束，譯碼器最大工作頻率f可達195.048 MHz，譯出一個碼字需要169個時鐘。根據吞吐率計算公式N×f/(k×T)，其中N是碼長，f是時鐘工作頻率，k是最大譯碼迭代次數，T是譯出一個碼字的周期，則譯碼吞吐率可達197 Mb/s。

4 結束語

　　本文針對當前DSC譯碼器譯碼實時性差、譯碼效率低等因素設計了一種全新的、高速部分并行的DSC譯碼器，并在Xilinx XC7VX485T芯片上實現，在設計時最大限度平衡了FPGA資源、譯碼復雜度和譯碼效率。該DSC譯碼器的設計具有一般性、便于移植等特點，其高達197 Mb/s的吞吐率，使該DSC譯碼器具有較強的工程實用性。

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